سلام به همه همراهان اکادمی اسمارت کامپ،امیدواریم حال همگی عالی باشه! همانطور که می دانید منابع حالت سوئیچ (SMPS) را می توان برای بسیاری از اهداف از جمله مبدل DC به DC استفاده کرد. اگرچه منبع DC، مانند باتری در دسترس باشد، اما ولتاژ آن برای سیستم مورد نظر ممکن است مناسب نباشد. به عنوان مثال، موتورهای مورد استفاده در خودروهای الکتریکی به ولتاژ بسیار بالاتری، حدود500 ولت، نسبت به ولتاژی که می‌توان به تنهایی توسط یک باتری تامین کرد، نیاز دارد. حتی اگر از باتری ها استفاده شود، وزن اضافی و فضای اشغال شده آن را از نظر عملی بودن ناممکن می کند. پاسخ به این مشکل استفاده از باتری های کمتر و افزایش ولتاژ DC موجود تا حد مورد نیاز با استفاده از مبدل افزاینده (boost converter) است. مشکل دیگر باتری‌ها، بزرگ یا کوچک، این است که ولتاژ خروجی آن‌ها با اتمام شارژ موجود تغییر می‌کند و در برخی مواقع ولتاژ باتری برای تغذیه مدار عرضه‌شده بسیار کم می‌شود. با این حال، اگر بتوان این سطح خروجی پایین را دوباره به سطح مفیدی رساند، با استفاده از مبدل تقویت کننده، عمر باتری را می توان افزایش داد.

ورودی DC به مبدل بوست می تواند از منابع تغذیه DC دیگر و یا از باتری ها باشد، بطور مثال می تواند ازمنبع اصلی AC اصلاح شده توسط مدار پل دیود و فیلترهای خازنی، یا به صورت DC از پانل های خورشیدی، سلول های سوختی، دینام ها و ژنراتورهای DC باشد. مبدل بوست با مبدل باک متفاوت است زیرا ولتاژ خروجی آن برابر یا بیشتر از ولتاژ ورودی آن است. با این حال، مهم است که به یاد داشته باشید، به عنوان توان (P) = ولتاژ (V) x جریان (I)، اگر ولتاژ خروجی افزایش یابد، جریان خروجی موجود باید کاهش یابد.

شکل زیر مدار اصلی مبدل بوست را نشان می دهد. با این حال، در این مثال، ترانزیستور سوئیچینگ یک ماسفت قدرت است، هر دو ترانزیستور قدرت دوقطبی و ماسفت در سوئیچینگ قدرت استفاده می شوند.

مبدل بوست

 انتخاب ترانزیستور با توجه به جریان، ولتاژ، سرعت سوئیچینگ و ملاحظات هزینه تعیین می شود. بقیه اجزاء همان اجزای مورد استفاده در مبدل باک نشان داده شده در شکل زیر هستند، با این تفاوت که موقعیت آنها مجدداً مرتب شده است.

شکل بالا یک مبدل باک

عملکرد مبدل تقویت کننده (بوست)

شکل زیر نحوه کارکرد مدار را در طول دوره HIGH اولیه موج مربعی فرکانس بالا که در هنگام راه اندازی به گیت ماسفت اعمال می شود، نشان می دهد. در طول این مدت ماسفت هدایت می شود و یک اتصال کوتاه از سمت راست L1 به ترمینال منبع تغذیه ورودی منفی می دهد. بنابراین جریان بین پایانه های تغذیه مثبت و منفی از طریق L1 جریان می یابد که انرژی را در میدان مغناطیسی خود ذخیره می کند. عملاً هیچ جریانی در باقی مدار جریان ندارد زیرا ترکیب D1، C1 و بار نشان دهنده امپدانس بسیار بالاتری نسبت به مسیر مستقیم از طریق ماسفت کاملاً رسانا است.

شکل زیر مسیر جریان را در طول دوره LOW سیکل موج مربع سوئیچینگ نشان می دهد. همانطور که ماسفت به سرعت خاموش می شود، افت ناگهانی جریان باعث می شود L1 یک e.m.f برگشتی (Back EMF) با پلاریته برعکس حالت زملن روشن بودنش برای حفظ جریان تولید کند. این منجر به دو ولتاژ، ولتاژ تغذیه VIN و e.m.f.  برگشتی ((VL)) بر روی L1 به صورت سری با یکدیگر می شود.

این ولتاژ بالاتر (VIN + VL)، اکنون که هیچ مسیر جریانی از طریق ماسفت وجود ندارد، D1 را بایاس می‌کند. جریان حاصل از D1 C1 را به VIN + VL منهای افت ولتاژ بایاس مستقیم کوچک در D1 شارژ می کند و همچنین بار را تامین می کند.

شکل زیر عملکرد مدار را در طول روشن بودن ماسفت در دوره پس از خاموشی مرحله قبل نشان می دهد. هر بار که ماسفت هدایت می کند، کاتد D1 به دلیل بار C1 مثبت تر از آند آن است. بنابراین D1 خاموش می شود لذا، خروجی مدار از ورودی جدا می شود، با این حال بار همچنان با VIN + VL از شارژ C1 تامین می شود. اگرچه شارژ C1 در این مدت از طریق بار تخلیه می‌شود، اما هر بار که ماسفت خاموش می‌شود، C1 مجدداً شارژ می‌شود، بنابراین ولتاژ خروجی تقریباً ثابتی در سرتاسر بار حفظ می‌شود.

ولتاژ خروجی DCاز نظر تئوری توسط ولتاژ ورودی (VIN) تقسیم بر 1 منهای سیکل کاری (D) شکل موج سوئیچینگ تعیین می شود که رقمی بین 0 و 1 (مرتبط با 0 تا 100%) خواهد بود و بنابراین می توان با استفاده از فرمول زیر تعیین می شود:

Vout=Vin/(1-D)

که در آن D همان سیکل کاری در بازه 0 و 1 یک است.

مثال:

اگر موج مربعی سوئیچینگ دارای دوره ای 10 میکرو ثانیه باشد، ولتاژ ورودی 9 ولت و زمان روشن بودن ماسفت نصف دوره تناوب، یعنی 5 میکرو ثانیه باشد، ولتاژ خروجی به صورت زیر خواهد بود:

VOUT = 9/(1- 0.5) = 9/0.5 = 18V (البته افت ولتاژ از این مقدار کسر می شود)

از آنجایی که ولتاژ خروجی به سیکل کاری بستگی دارد، مهم است که این ولتاژ به طور دقیق کنترل شود. به عنوان مثال، اگر سیکل کاری از 0.5 به 0.99 افزایش یابد، ولتاژ خروجی به میزان زیر تولید می شود:

VOUT = 9/(1- 0.99) = 9/0.01 = 900V

البته قبل از رسیدن به این سطح از ولتاژ خروجی، صدمات جدی (و دود) ایجاد می شد، بنابراین در عمل، مگر اینکه مدار به طور خاص برای ولتاژهای بسیار بالا طراحی شده باشد، تغییرات در سیکل کاری بسیار کمتر از آنچه نشان داده شده است نگه داشته می شود. 

مبدل بوست به کمک تراشه LM27313

به دلیل اینکه مبدل های افزاینده می توانند ولتاژهای زیاد را به راحتی تامین کنند، آنها تقریباً همیشه مقرراتی را برای کنترل ولتاژ خروجی شامل می شوند و تراشه های زیادی وجود دارد. برای این منظور یک نمونه معمولی از I.C. مبدل بوست در شکل زیر نشان داده شده است، در این مثال از LM27313 از Texas Instruments استفاده شده است. این تراشه برای استفاده در سیستم های کم مصرف مانند PDA ها، دوربین ها، تلفن های همراه و دستگاه های GPS طراحی شده است.

در این مدار، بخش مناسب از ولتاژ خروجی (VOUT)، وابسته به نسبت R2:R3 به عنوان نمونه استفاده شده و با یک ولتاژ مرجع در تراشه مقایسه می شود. حاصل این مقایسه، ولتاژ خطایی تولید می کند که برای تغییر سیکل کاری نوسانگر سوئیچینگ استفاده می شود و امکان می دهد طیف وسیعی از ولتاژهای بوست تنظیم خودکار بین 5 ولت و 28 ولت به دست آید.

LM27313 حاوی یک نوسان ساز داخلی است که با فرکانس ثابت حدود 1.6 مگاهرتز کار می کند. ترانزیستور سوئیچینگ FET نیز داخلی است و جریان را از طریق ترمینال SW از طریق L1 سوئیچ می کند. همچنین توجه داشته باشید که یک دیود شاتکی با درجه ولتاژ و جریان مناسب برای D1 استفاده می شود تا تلفات ناشی از افت ولتاژ فوروارد دیود را تا حد امکان کوچک نگه دارد و امکان دستیابی به سرعت های سوئیچینگ بالا را فراهم کند. تراشه همچنین دارای امکان خاموش شدن (SHDN) است که با منطق خارجی کار می کند، که توسط آن مبدل افزاینده ممکن است در صورت عدم نیاز غیرفعال شود تا در مصرف باتری صرفه جویی شود.

مدارهای حفاظتی

سایر امکانات ایمنی ارائه شده توسط تراشه مثل خاموش کردن در اثر جریان بیش از حد، که در صورت احساس جریان بیش از حد، سوئیچ را غیرفعال می کند، و همچنین امکان خاموش شدن سوییچ به دلیل تولید دمای بیش از حد می باشد.

پایداری

یکی دیگر از مشکلاتی که طراحان مبدل های بوست فرکانس بالا با آن مواجه هستند، پایداری آن است، زیرا در فرکانس های مگاهرتز، هم بازخورد منفی و هم مثبت می تواند صرفاً به دلیل تابش میدان های الکترومغناطیسی بین اجزای داخل مدار اتفاق بیفتد، به خصوص در جایی که اجزای مدار در مجاورت بسیار نزدیک به صورت SMD قرار دارند. بنابراین C2 برای بهبود پایداری و جلوگیری از نوسانات احتمالی به دلیل وقوع بازخورد مثبت ناخواسته اضافه می شود.

مبدل بوست به کمک تراشه PWM ساز uc8343

قصد داریم در این قسمت یک مبدل افزاینده (بوست) با ولتاژ خروجی 14.2 (برای شارژ باتری های سرب اسید) یا سایر ولتاژهای نزدیک با تنظیم تقسیم کننده مقاومت، از منبع ولتاژ حدود 12 ولت طراحی کنیم.

در اینجا نمودار مدار آورده شده است. در زیر سعی خواهیم کرد عملکرد اکثر قطعات استفاده شده در آن را توضیح دهیم.

پارامترهای داده شده:

حداقل ولتاژ ورودی، VIN(min) = 11.5 ولت

حداکثر ولتاژ ورودی، VIN (حداکثر) = 12.5 ولت

ولتاژ ورودی متوسط، VIN = 12 ولت

ولتاژ خروجی ثابت، VOUT = 14.2 ولت

حداکثر جریان خروجی، IOUT = 4 A

بازده مورد انتظار، η = 80%

فرکانس، f = 100 کیلوهرتز

ولتاژ فوروارد دیود یکسو کننده، VF = 0.75 (از 1N5825)

انتخاب سلف

اندوکتانس،

با توجه به فرمول بالا و مفروضات داده شده L=9.8uH محاسبه می شود.

محاسبه ماکزیمم جریان سوییچینگ

رابطه سیکل کاری از رابطه زیر محاسبه می شود:

بنابراین با توجه به مفروضات D=35% به دست می اید.

جریان ریپل سلف از رابطه زیر محاسبه می شود:

بنابراین ریپل جریان به صورت  محاسبه می شود.

حداکثر جریان سوییچینگ از رابطه زیر به دست می آید: 

بنابراین ISW(max) = 7.1 A محاسبه می شود.

انتخاب دیود یکسو کننده

برای کاهش تلفات، باید از دیودهای شاتکی استفاده شود. میزان جریان فوروارد مورد نیاز برابر با حداکثر جریان خروجی است:

IF = IOUT(max)

حداکثر متوسط جریان فوروارد یکسو شده دیود شاتکی 1N5825 حدود 1A است. بنابراین این انتخاب در محدوده است.

اتلاف توان دیود

PD=IF×VF

بنابراین، PD = 3 W

تقسیم کننده مقاومتی برای تنظیم ولتاژ خروجی

ولتاژ فیدبک برای UC3843  به میزان 2.5 ولت است.

جریان عبوری از تقسیم کننده مقاومتی باید حداقل 100 برابر جریان بایاس فیدبک باشد.

IR1/2≥100×IFB1

بنابراین

R2=VFB/IR1/2

بنابراین، R2 = 12.5 kΩ

برای یافتن R1 ، از معادله زیر استفاده می کنیم:

R1=R2×((VOUT/VFB) −1)

بنابراین، R1 = 58.5 kΩ

انتخاب خازن خروجی

ولتاژ موج دار خروجی مورد نظر ΔVOUT = 0.1 V

حداقل خازن خروجی از رابطه زیر به دست می اید:

بنابراین، COUT(min) = 140.8 µF

با این حال استفاده از ظرفیت بزرگتر بهتر خواهد بود. ظرفیت خازنی بزرگتر به دلیل صفحات بزرگتر باعث کاهش ولتاژ ریپل و ESR می شود.